32kHz 크리스털이 예상대로 작동하지 않음 검색을 시도했지만 내

나는 며칠 동안이 문제를 알아 내려고 노력하면서 전형적인 수정 작업 / 구성을 읽었으며 손실되었습니다. 여기에서 검색을 시도했지만 내 문제와 비슷한 것이 발생하지 않았으므로 어딘가에서 솔루션을 놓친 경우 죄송합니다.

내가 PIC를 사용하여 외부 크리스탈거나 끕니다 RTC를 실행하기 위해 노력하고있어,하지만 결정은 내가 그것을 예상 할 때 진동되지 않고 있다 다른 상황에서 진동, 나는 그 말이 없습니다. 나는 EE가 아니므로 아마도 무지한 것일 것입니다.

결정 : LFXTAL016178 . 나는 아무것도 나열되어 있지 않기 때문에 평행 공진 결정이라고 확신합니다. 그것의 부하 커패시턴스는 6 pF인데, 이것은 드물게 발견되었습니다. 잘 모르겠습니다.

PIC : PIC24FJ128GB204 . 데이터 시트에서 알 수 있듯이 크리스털을 연결했지만로드 커패시터를 선택하는 데 많은 도움이되지 않았으므로 검색을 수행하고 온라인에서 다른 리소스를 찾아 도움이되었습니다.

설정 : 나는 몇 가지 소스에서 부하 커패시터에 대한 좋은 경험 법칙이 이며 과 에 2 ~ 5 pF의 부유 커패시턴스를 추가한다는 것을 . 나는 두 커패시터 모두에 대해 중간 값 6pF라고 생각한 것을 선택했지만 여전히 그 선택이 얼마나 나쁜지 잘 모르겠습니다. $C_{L} = \frac{C_{1} \times C_{2}}{C_{1} + C_{2}}$

씨_{엘} = \frac{씨_{1} \times 씨_{2}}{씨_{1} + 씨_{2}}

$C_L = \frac{C_1 × C_2}{C_1+C_2}$ $C_{1}$

씨_{1}

$C_1$ $C_{2}$

씨_{2}

$C_2$

여기 내 회로도의 사진이 있습니다 :

레이아웃 :

작동하지 않는 경우 :

회로도에서와 같이 두 핀 모두에 6pF 부하 커패시터를 사용하면 발진하지 않습니다. 10 분마다 진동하지 않는 한.
커패시터를 제거한 상태에서 매우 느리게 진동합니다. 약 2.5 배 느리게 진동합니다. 나는이 속도를 측정하지 않았다.
12pF 커패시터를 만들기 위해 6pF 커패시터를 추가로 납땜하면 진동하지 않습니다.
핀에 3 개의 pF 커패시터와 10 개의 MOhm 저항이 있습니다. (RTCC 시계가 불규칙합니다.)

이 사례 않는 일을 :

오실로스코프로 SOSCI 핀을 프로브 할 때. 위의 첫 세 사례에서 프로브를 SOSCI 핀에 접촉하자마자 시작되어 멋진 사인파를 얻었습니다. SOSCO 핀을 만질 때 또는 3pF 커패시터를 사용할 때이 작업을 수행하지 않았습니다. 매 초마다 깜박이는 일부 LED 때문에 프로브가 연결된 상태에서만 깜박이기 때문에 사전에 작동하지 않았다는 것을 알고 있습니다. (오실로스코프에 대한 모든 것을 알지 못하고 작동 방법 만 알고 있습니다. 프로브는 6MHz / 1MOhm / 95pF, 스코프는 60MHz / 1 GS / s 및 프로브가 연결된 300V CAT II라고합니다. Tektronix TDS 2002라면 누구에게나 의미가 있습니다.)
SOSCI와 접지 사이에 330 Ohm 저항을 연결하면 내가 가지고있는 두 개의 저항 중 하나입니다. 10k는 올바른 주파수의 약 절반에서 작동하는 것처럼 보였습니다.
3pF 커패시터, 14kHz

측정 한 주파수는 다음과 같습니다.

(12 pF 캡) 주파수 터치 프로브-SOSCI : 32.7674 kHz
(12 pF Caps) SOSCI에서 330ohm 풀다운을 사용하여 PIC의 주파수 출력 : 32.764 kHz
(12 pF Caps) LPRC를 사용한 PIC의 주파수 출력 : 32.68 kHz
(3 pF 캡) PIC로 주파수 출력 : 14.08 kHz

기본적으로, 내가 알고 싶은 것은 스코프 프로브를 사용할 때 때때로 완벽하게 진동하는 이유와 원하는대로 작동하도록 올바른 솔루션이 무엇인지입니다.

편집 : 나는 이 응용 프로그램 노트 만 찾았 습니다 . 마이크로 컨트롤러에 대해 12.5 pF 크리스털을 선택해야한다고 말합니다 . 그러나 원하는 최소 작동 온도 (-55 C)를 갖는 Mouser / Digikey의 수정 은 재고가 없습니다. 나는 현재로서는 충분할 것이지만 내 질문은 여전히 유효하다고 생각합니다. $C_{L}$

씨_{엘}

$C_L$ $^{\circ}$

^{\circ}

$^{\circ}$

EDIT2 : 멋진 새로운 크리스탈 ( = 12.5 pF)과 표준 22 pF 캡으로 32.7676 kHz에서 작동했습니다. 이것은 오래된 결정 ( = 6 pF)에서 무엇이 잘못되었는지에 대해 무엇을 의미 합니까? $C_{L}$

씨_{엘}

$C_L$ $C_{L}$

씨_{엘}

$C_L$

답변

MCU 제조업체에 결함이있을 수 있습니다. 없다 변명 절대적으로 어떤 전형적인 상업적으로 이용 가능한 32kHz의 결정에 안정적으로 작동하는 현대 MCU RTC 발진기를 설계하지 않는가.

불행히도, 이미 발견했듯이 그 반대가 훨씬 일반적입니다. 귀하의 경우 MCU 데이터 시트는 6pF 부하 커패시턴스가 작동하지 않는다고 언급하지 않습니다.

근본적인 문제는 두 개의 다른 제조업체가 만든 두 개의 구성 요소 시스템을 다루고 있다는 것 입니다. 그들 중 하나는 실리콘을 말하고 다른 하나는 석영을 말하며, 디자이너가 제품이 어떻게 안정적으로 작동하는지 어떻게 알릴 수 있는지에 대해 합의한 적이 없습니다 .

알다시피, 수정 발진기는 마모되지 않은 함정이 될 수 있습니다. 크리스털 발진기의 스타트 업 문제로 인해 주요 자동차 생산 라인이 정체되는 것을 보았습니다!

어쨌든 WHY에 대한 질문에 네 가지 중요한 매개 변수가 있습니다.

MCU 발진기의 출력 임피던스 . 이것은 주파수에 따라 다르며 종종 “드라이브 레벨”또는 “전력 레벨”과 같은 구성 비트에 의해 보완됩니다. MCU 제조업체가 지정 / 보증 한 값을 본 적이 없습니다.
외부 커패시터 크리스탈 커패시터 “pi”네트워크의 입력 임피던스 . 이것은 주로 입력 측의 커패시터에 의해 결정되며, 차례로 커패시터 제조업체가 지정한 부하 커패시턴스에 의해 결정됩니다.
$G_{m}$
$지_{미디엄}$
$G_m$
공진시 외부 Cap-Xtal-Cap “Pi”회로의 전압 게인 (실제로 손실). 이것은 주로 결정의 내부 등가 직렬 저항 (ESR)에 의해 결정됩니다. 언급 한 결정은 ESR = 50k를 지정합니다. 저항은 또한 시간이 지남에 따라 증가하며 (수분 / 불순물이 크리스탈 케이스로 누출 됨) 납땜 온도 / 시간의 영향도받습니다. (크리스탈 케이스의 불순물이 수정 및 석영에 침전) ESR은 제조 배치마다 크게 다를 수 있습니다. 50k는 32kHz 크리스털에 대해 상당히 일반적인 ESR입니다. 소형 폼 팩터 크리스털에 대해 32kHz에서 지정된 최저값은 30k입니다.

직장에있는 발진기를 들어, 총 전압 이득, 상기 인 생성물 (3) 및 (4) 반드시> 1. 또한 게인 의 위상 (예, 게인은 복소수)이 360도 여야합니다. 위상의 약 절반 인 180 도는 반전 증폭기에 의해 제공되며 “제 2 반전”은 cap-xtal-cap 네트워크에 의해 제공됩니다.

다음은 게인, 출력 임피던스 및 커패시터 값이 상호 작용하고 스타트 업에 영향을주는 방식에 대한 느낌을 얻는 데 도움이 되는 간단한 온라인 시뮬레이션 입니다. 구성 요소를 마우스 오른쪽 단추로 클릭하여 값을 변경하십시오. (주 – 시뮬레이션 가짜 시작에 1mV의 잔존 용량의 전압을 사용하지만, 증폭기의 실제 소음 에서처럼 시동의 원인 이 하나 )

그래서 당신의 사건은 어떻게 되었습니까? 대부분의 MCU 발진기 설계자는 12.5pF 로딩 된 크리스털로 안정적으로 작동하도록 출력단을 설계했으며, 6pF 로딩시 전압 이득 또는 위상 요구 사항이 단순히 충족되지 않는 것으로 나타났습니다. 설계 가정에 대한 내용은 데이터 시트, voila, 문제 및 기타 많은 부분에 명시되어 있지 않습니다.

와우, 임베디드 디자이너는 어떻게해야합니까?

첫째, 한계 수정 발진기는 비즈니스 비용이 많이들 수 있다는 점에 항상주의하십시오.

둘째, 위의 관점에서, 특히 경험이 부족하거나 MCU 공급 업체가 데이터 시트에 크리스털 파라미터 를 지정하지 않은 경우 외부 저전력 32kHz 오실레이터 가 가장 좋습니다 .

셋째, MCU 제조업체에서 지정한 ESR 및 커패시턴스가있는 크리스털을 사용해야합니다. 데이터 시트에 아무것도 없으면 공급 업체에 권장 크리스탈 부품 번호 목록을 요청하거나 해당 MCU를 선택하십시오.

넷째, 테스트, 테스트, 테스트! 이상의 모든 전압 및 온도 . 가능하면 RC 시계를 사용하여 펌웨어에서 시작하는 데 시간이 얼마나 걸리고 생산 단위가 표준을 초과하는 경우 (예 : 2x) 테스트 펌웨어가 플래그를 설정하여 프로덕션 테스트에서 알 수 있도록하십시오. 이런 식으로 생산 장치는 경보 벨이 울리지 않는 한계 발진기로 문을 벗어날 수 없습니다.

숙련 된 생산 검증 엔지니어는 무엇을합니까?

그들은 “작동하는 것”과 “신뢰할 수있는 것”사이에 10 배의 안전 마진을 요구함으로써 적절한 정보가 부족한 문제를 해결합니다 . 실제 ESR 을 측정 한 다음 크리스탈과 직렬로 10 배의 추가 “핸디캡 저항”을 추가합니다. cap-xtal-cap 네트워크. “장애인 ESR”시스템이 모든 전압 및 온도 조합 에서 작동 하는 경우, 10 배 안전 마진이 ESR 및 MCU 이득 모두에서 알려지지 않은 가변성을 커버하기에 충분하다고 가정합니다. 이에 대해서는 이 애플리케이션 노트 의 그림 3에 부분적으로 설명되어 있습니다.

어떻게해야합니까?

어떤 이유로 든 위의 테스트를 수행 할 수없고 수천 개의 제품을 판매하려는 경우 모든 테스트를 수행 한 오실레이터 공급 업체의 기성품 32kHz 오실레이터에 대한 추가 비용을 투자하는 것이 좋습니다. 당신 또는 MCU로 전환하여 해당 디바이스의 데이터 시트에서 명시하는 특정 결정 (또는 수정 요구).

내부 저항이 낮은 결정을 선택 하거나 다른 / 비대칭 커패시터 값으로 재생 하여 상황을 “수정” 할 수 있지만 위에서 설명한 이유로 여전히 솔루션이 한계가있을 수 있습니다.

TL; DR :

크리스털 발진기는 비즈니스에 많은 시간과 비용이들 수 있습니다. 가능하면 외부 발진기를 사용 하거나 위에서 설명한 모든 전압 및 온도 범위에서 “장애인 ESR”테스트를 수행하십시오.

마지막으로 온도 안정성 을 위해 NPO 커패시터를 사용해야 합니다.

답변

두 가지 주요 사항이 있습니다.

부하 커패시턴스가 충분하지 않습니다.
부하 정전 용량을 이해하지 못합니다.

수정 주파수에서 정현파로 구동되는 수정의 한쪽을 상상해보십시오. 이 신호는 임피던스가 낮습니다. 부하 커패시턴스는 수정의 다른쪽에 놓인 커패시턴스가 180 ° 위상 편이를 일으키는 것입니다.

이러한 결정의 위상 편이는 결정 작동 주파수에서의 주파수의 함수에 따라 빠르게 변한다. 주파수의 함수로서의 위상은 동작 주파수에서 매우 가파르 기 때문에, 이것은 결정이 의도 된 주파수에서 동작하도록하기 위해 구동 회로에 사용하는 것이 좋다. 이러한 유형의 회로는 크리스털이 입력 위상을 180 ° 이동할 때 최적으로 진동합니다. 약간의 주파수 변화만으로 엉망이되기 때문에 결과적인 진동은 크리스털의 의도 된 주파수에 매우 가깝습니다.

이제 회로로 돌아갑니다. 가장 큰 단서는 스코프 프로브를 오실레이터 입력 핀에 놓을 때 작동한다는 것입니다. 그 일은 결정의 출력쪽에 커패시턴스를 추가하는 것입니다. 분명히 설정 한대로 추가 스코프 프로브 커패시턴스로 인해 크리스털이 시스템이 발진하는 데 필요한 양만큼 위상을 이동시킵니다. 크리스털 출력에만 커패시턴스를 더 추가 하면 스코프 프로브의 효과가 복제되고 작동합니다. 초보자를 위해 10pF 정도 더 시도해보십시오.

인터넷의 다른 쪽 끝에서 찾은 수식을 이해하지 않고 사용하지 마십시오. 당신이 보여주는 방정식은 많은 가정을하는데, 그중 일부는 유효하지 않습니다. 불행히도 결정과 관련하여 많은 전통적인 어리 석음이 있습니다.

수정 자체는 단지 2 단자 장치 일 뿐이며 회로 접지에 대해서는 아무것도 “알지”않습니다. 궁극적으로 부하 커패시턴스는 터미널 전체에 있습니다. 따라서, 종래의 어리 석음은 수정의 각 측면에 2 개의 동일한 커패시터를 사용하여 접지하는 것을 말한다. 이들은 직렬이기 때문에 각각 원하는 용량의 두 배가되어야합니다. 그러나, 결정의 각 측면에 있다고 생각되는 스트레이 커패시턴스는이 커패시턴스에서 빼야합니다.

기존의 어리 석음의 문제점은 크리스탈 드라이버 출력의 임피던스를 무시한다는 것입니다. 그것이 0 인 극단적 인 경우를 고려하십시오.이 경우, 결정의 입력 측에 추가 된 커패시턴스는 드라이버의 0 임피던스와 병렬이기 때문에 완전히 관련이 없습니다. 크리스탈의 부하는 출력의 커패시턴스 일뿐입니다.

수학 좀 해봐 32.8 kHz에서 6 pF의 임피던스는 810 kΩ입니다. 이제 크리스탈 드라이버의 임피던스는 확실히 0이 아니지만 810 kΩ에 비해 상당히 높습니다.

각 뚜껑이 실제로 무엇을하는지 고려하십시오. 입력에있는 것은 크리스탈 드라이버를로드합니다. 그 주요 목적은 드라이버에서 나오는 일부 고조파를 감쇠시키는 것입니다. 이로 인해 크리스털이 덜 두드리고 전체 시스템이 고조파에서 진동 할 가능성이 줄어 듭니다. 크라 이탈은 복잡한 전사 특성을 가지고 있습니다. 고조파에서 의도 된 작동 주파수에서와 동일한 특성을 가질 수 있습니다. 일부 결정은 산업에서 오버톤 모드 라고하는 고조파에서 의도적으로 사용할 수 있도록 절단됩니다 .

출력의 정전 용량은 진정한 “부하”정전 용량입니다. 그것의 리액턴스는 결정의 리액턴스에 대해 작용하여 결과를 올바른 주파수에서 적절한 양으로 위상 이동시킵니다.

귀하의 경우, 결정은 6 pF 부하에 대한 등급이며, 그 결과는 출력입니다. 그것은 효과가 있었을 것이다. 내 생각에 크리스털의 입력, 실제로 크리스털 드라이버의 출력에 대한 캡이로드 캡의 위상 편이와 상반되는 위상 편이를 일으킨다는 것 같습니다. 테스트와 마찬가지로 크리스탈 입력에서 캡을 제거하고 출력에 6 pF를 그대로 두십시오. 그러면 크리스탈 입력에서 웨이브 모양을 보는 것이 좋지만 10 배 스코프 프로브조차도 변경 될 수 있습니다. 어쨌든 사용해보십시오. 그러나 스코프 프로브가 가장 높은 임피던스로 설정되어 있으므로 가능한 가장 낮은 정전 용량이되도록하십시오.

답변

두 개의 캡과 크리스탈은 180도 위상 변이로 작동합니다. 두 캡의 크기 (비율)는 전압 전송 비율을 정의합니다. 6Pf는 조금 작게 들리는데, 문제는 수정 평행 부하 설계 포인트가 무엇입니까? 이 값에서 멀리 떨어지고 싶지 않습니다. 나는 일반적으로 양쪽에 27pf가 있습니다.

크리스탈이 프로세서 출력에 직접 연결되어 있다면 하나의 소드도 보입니다. 이 출력은 Z를 낮게 설정하여 크리스탈을 과도하게 구동 할 수 있습니다. 이 시계 크리스털의이 드라이브 사양은 작고 오버 드라이브하기 매우 쉽습니다. 크리스탈 드라이브를 줄이기 위해 100K의 시리즈 R을 사용할 수 있습니다.

프로세서의 출력에서 입력까지 내부 1-10 Meg 바이어스 저항이 있는지 확인하십시오. 스코프 프로브를 만질 때 진동하기 시작한다고 언급했습니다. DC 바이어스 문제 (10Meg 스코프 프로브) 또는 조정 된 회로 전송률을 조정하는 프로브 캡일 수 있습니다.

깨끗하고 (유동이없는) 와이어가 짧아야합니다. 실제 Hi Z 회로입니다.

밥 케이

또한 : 제가 사용하는 “표준”프로브는 최소의 커패시턴스를 제공하기 때문에 x 100입니다. 약 1.5pf를 기억합니다. 이 회로에서 x 10을 사용하는 것은 어렵고 x 1은 쓸모가 없습니다. Ues x 100 및 스코프 수직 게인을 높이고 스코프 프런트 엔드가 작동하도록하십시오. X 1 프로브는 고속 Z 또는 고속에 거의 쓸모가 없습니다. GND 클립 전류가 10 배 줄어듦에 따라 x 100의 디지털 작업을 좋아할 것입니다. 사용해보십시오.

답변

32KHz에서 이들은 전형적인 XT / AT 컷 크리스털이 아니라 몇 mm 길이의 작은 “튜닝 포크”인 디지털 시계 크리스털입니다.

터치에 반응하기 때문에 PIC가 제공하는 DC 바이어스가 잘못되었을 수 있습니다. 발진기 핀 (10Meg, 심지어 22Meg) 사이에 큰 값의 저항을 추가해보십시오.

오버 드라이브로 인해 크리스탈이 손상 될 수 있습니다. (하나의 심판은 SOSC 핀과 크리스탈 사이에 100K 이상의 저항을 포함하는 것을 제안합니다.)

많은 정보를 원한다면, 저주파수 튜닝 포크 크리스털을 사용하여 발진기가있는 구형 칩의 사양 시트를 읽으십시오.

여기 10 페이지 : http://www.abracon.com/Support/Tuning-Fork-Crystals-and-Oscillator.pdf

http://www.ti.com/lit/an/slaa322d/slaa322d.pdf

추신 : 전자 금광은 현재 32KHz가 아닌 특이한 주파수의 저렴한 “시계 결정”튜닝 포크를 가지고 있음을 알았습니다.

답변

내 경험과 대부분의 OEM의 TI에서는 이미 10M이 아닌 1MOhm 외부 피드백을 권장합니다. 튜닝 포크 공진기는 ESR이 높고 XT 모드 또는 AT 컷 크리스탈보다 uW 손상 임계 값이 훨씬 낮습니다.

.경고. 제조 또는 OEM 앱 노트를 무시하면 손상 될 수 있습니다.

이것은 병렬 공진 회로입니다. 공진은 반전 후 포지티브 피드백을 제공하는 높은 임피던스 180도 위상 편이입니다. 내부적으로 10M ohm high R feedback이 있으며 DC에서 Vdd / 2의 입력을 자체 바이어스하여 평균 DC 전압이 Vdd / 2 인 방형 파를 제공합니다.

입력 DC가 선형 반전 증폭기로 작동하는이 값 Vdd / 2에 근접하지 않으면 출력은 “1”또는 “0”에 고정됩니다. 입력 SOSCI와 Vss 또는 Vdd 사이에서 330ohm이 바이어스를 충분히 이동시키고 클럭을 정지시킬 것으로 예상합니다. 이것은 330 Ohm ~ 0V의 테스트와 모순 되며 출력 SOSCO만이이를 구동 할 수 있기 때문에 In과 Out을 반전시킨 경우에만 의미가 있습니다.

운동 커패시턴스는 약 35kH의 인덕턴스와 35 ~ 70kOhms의 ESR로 약 3.5fF (펜 토파 라드)입니다. 이것은 32768Hz에서 진동 할 최적의 공진기 파라미터를 정의합니다. Q는> 10k입니다.

Microchip의 앱을 읽는 경우 참고하십시오; 그중 하나는 http://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/00001798a.pdf 입니다 .

1M 외부 피드백을 추가하여 표면 누출 오염 및 잘못된 바이어스로 인한 잠재적 오류를 줄입니다.
uW 오버 드라이브를 방지하기 위해 시리즈 R을 추가하십시오 (예 : 10k 및 마진 Rs / (sRs + ESR)> 2 = 한계 값, 3 = 우수함, 5 = 최고 임).
동일하지 않은 캡을 사용하는 경우 입력 커패시턴스를 허용하도록 입력 캡을 작게 만드십시오.
모든 플럭스 패드 청소
전체 cct 주위의 보호 간격 섬을 고려한 다음 경계 보호 신호 또는 gnd를 고려하십시오. 손가락 간섭 또는 누화를 줄입니다.

유일하게 주요한 설계 결함 은 모든 트랙 주위의 구리 충진이 너무 많은 정전 용량을 추가하고 위상 시프트 피드백을 180에서 90 도로 줄이는 것입니다. 루프 게인이 불충분하면 진동이 적거나 낮은 공명을 유발하지 않습니다. 이 레이아웃은 Barkhausen 기준을 만족시키기 위해 안정성을 위해 더 큰로드 캡이 필요한 xtal을 선택하도록합니다.

이 트랙 갭은 스트레이 Cgnd가 갭에 반비례하므로 IC 패드 사이의 갭보다 크거나 같아야합니다.

Microchip의 조언은 마진을 향상 시키지만 0.1mm 미만의 공격적인 구리 충전 간격을 사용하는 사용자는 기대하지 않았습니다.

1 : 1 프로브는 접지 인덕턴스와 동축 커패시턴스가 너무 높으며 1M도 입력 DC 바이어스를 화나게합니다.

How IT

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32kHz 크리스털이 예상대로 작동하지 않음 검색을 시도했지만 내

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